前言

无刷直流电机(BLDC)设计很复杂。在大量的MOSFET、IGBT和门极驱动器产品组合中开始选择电子器件(旧的起点) 是茫然无助的。

安森美(onsemi)提供帮助，带来一个 "新的一阶近似值起点"，提供与开关（N-FET或IGBT）相匹配的门极驱动，更接近客户的最终决定，并跨越了 "旧的起点"——看似无止境的产品系列。这包括5个全面的表格，包含的电机电压有：12 V、24 V、48 V、60 V、120 V、200 V、300 V、400 V和650 V，最高可达6 kW。

图1

无刷直流电机(BLDC)

无刷直流（BLDC）电机具有许多优于有刷永磁直流（PMDC）电机的优势，特别是更高的可靠性，几乎无需维护，更低的电气和声学噪声，更好的热性能，更高的速度范围，以及更高的功率密度。一个典型的BLDC电动机在转子上使用永久磁铁，在定子上使用三个电枢绕组（U、V、W）。一个微控制器（MCU）实施各种控制和调制方案（梯形、正弦、带有SVM的FOC、DTC等）中的一种，以策略性地给电机绕组通电。 这就产生了电磁场，导致转子磁铁和定子绕组之间产生相互作用力。 如果操作得当，这种相互作用力可以精确控制电机的速度、扭矩或所需方向的功率。

图2展示了一个典型的三相BLDC电动机的框图。MCU执行控制和调制方案固件，它对其PWM外设发出指令，以向三个半桥门驱动器输出六个协调占空比。 这三个驱动器充当输出桥中六个功率MOSFET的动力转向，给下桥（LS）和上桥（HS）U、V和W MOSFET通电。 这些通常是N-沟道MOSFET，额定电压为电机电压的1.5~2.0倍，最高可达300 V。在300 V以上，N沟道MOSFET通常被IGBT取代，因为它们的功率性能更高。

MCU可以通过FAN4852 CMOS运算放大器（9 MHz典型带宽）测量流过每个绕组的电流，且可选择用霍尔效应传感器反馈评估转子的角度位置。或可实现一个无传感器的架构，但需要更多的处理开销。RSL10 BLE可用于资产跟踪、空中固件更新（FOTA）、功能选择/调整和遥测数据收集。

图2

BLDC 表 #1：12 V 和 24 V（N-FET）高达 1.1 kW

下表1列出了“新的一阶近似值起点”，为N沟道MOSFET提供匹配的BLDC门极驱动，12 V的功率从93 W 至372 W， 24 V的功率从186 W至1.1 KW。

表1

BLDC 表 #2：48 V 和 60 V（N-FET）高达 1.5 kW

下表2列出了“新的一阶近似值起点”， 为N沟道MOSFET提供匹配的BLDC门极驱动，48 V的功率从186 W到1.5 kW，60 V的功率从186 W到1.5 kW。

表2

BLDC 表 #3：48 V 和 60 V（N-FET）高达 3 kW

下表3列出了 “新的一阶近似值起点”，为N沟道MOSFET提供匹配的BLDC门极驱动，120 V的功率从186 W到为1.8 kW， 200 V的功率从186 W到 3 kW。

表3

BLDC 表 #4：300 V 和 400 V（IGBT）高达 6 kW

下表4列出了“新的一阶近似值起点” 为IGBT提供匹配的BLDC门极驱动，300 V的功率从372 W到4.5 KW， 400 V的功率从372 W 到6 kW。

表4

BLDC 表 #5：300 V、400 V 和 650 V (IPM) 高达 6 kW

下表5列出了集成功率模块（IPM）的“新的一阶近似值起点”，其中，门极驱动器和IGBT被集成到一个易于使用的模块，300 V的功率从372 W到 4.5 KW，400 V的功率从372 W到 6 kW，和 650 V的功率从 372 W 到 6 kW。

表5

安森美提供了一个很好的在线工具，用于构建带有 IPM（集成功率模块）的 BLDC。用户输入 15 种工作条件，该工具会生成多个详细的分析表以及 12 个捕获关键热和功率性能的图表（图 3）。

图3

BLDC 表 #1 - #5

BLDC很复杂，从头到尾有数百个决定要做。例如，如果您有3个不同的客户；a、b和c（图1），从相同的 "起点"（24 V，1 1/4hp电机）开始，当所有3个客户浏览了他们各自的决策树时，他们的最终设计将完全不同。这是因为每个客户都有自己的成本、能效、功率密度、外形尺寸、维护、使用寿命等的门槛。因此，建立的门极驱动与开关（MOSFET/IGBT）匹配表不可能对每个客户都合适。如果我们尝试，可能对一个客户是适用的，而对另外999个客户则不适用。然而，我们可以基于智能工程的考量做出一些合理的假设，并产生一个 "一阶近似值"，它介于交给客户开关和门极驱动器组合（旧的起点：你是自己的）与客户的最终决定之间。

一阶近似工程考量

1）成本：我们力求筛选出最低成本，同时满足以下考量。

2)   拓扑结构：选择梯形（又名 6 步控制）换向是因为它的控制相对简单并产生高效和高峰值扭矩。由于在任何时候只有两个功率开关导通，因此每个开关的“导通时间”占空比为 33%。

3)     PWM 占空比： PWM 频率为 15 kHz。这是大多数 6 kW 以下 BLDC 的典型情况。

4)     门极驱动器： 结隔离门极驱动器。这些表格不包括电隔离。

5)     温度：环境温度 85 ℃。

6)     门极驱动计算：额定门极驱动的计算方法是将 Q G(TOT) (nC) 除以开/关时间 (ns)。我们为 N-FET 选择 50 ns 开/关，为 IGBT 选择 200 ns。

7)     N-FET 结温：对于表面贴装封装（无散热器）的(T _j ) 由 T _j = P _DISS x R _θJA + Ambient 计算，在最大额定 T _j以下至少留有 25 ℃的余量。

1. 其中：

i.     R _θJA = 结点至环境的热阻

8)     IGBT 结温：带散热片的通孔封装的IGBT 结温 (T _j) 计算公式为 T _j = P _DISS x (R _{θ JC} + R _{θ CS} + R _{θ SA} )+ 环境，在最大额定 T _j以下至少留有 50 ℃的余量。

1. 其中：

i.     R_θJC = 结到壳的热阻

ii.     R_θCS = 壳到散热片的热阻

iii.     R_θSA = 散热片到环境的热阻

9） N-FET 功耗： I _PHASE ² (A) x R _DSON（欧姆）。

10)   IGBT 功耗：开关损耗 + 导通损耗 + 二极管损耗

1. 其中：

i. 开关损耗 = E _ts (J) x PWM 频率 (Hz)

ii. 导通损耗 = I _PHASE (A) x V _CE(SAT) (V)

iii. 二极管损耗 =（开关损耗 + 导通损耗）x 0.25

11)  额定开关电压： N-FET V _(BR)DSS和 IGBT V _CES = 2-3x 电机电压

12)  额定开关电流： N-FET I _D和 IGBT I _C = 3 x I _PHASE。

13)  电机相电流： I _PHASE = 1.23 x P _OUT / V _BUS

1. 其中：

i.     I_PHASE = 电机相电流, 安培

ii.     P_OUT = 逆变器到电机的电功率输出

iii.    PF = 电机功率因数，0.0 – 1.0，1.0 是理想的（我们假设为 0.85）

iv.     VBUS =电机总线电压、VDC 或 24 V

v.        MI = 调制指数，0.0 – 1.0，典型值为 0.9（我们假设为 0.9）